畢業(yè)設計--pwm芯片電路設計及在開關電源中的應用

1、<p><b>　　畢業(yè)設計（論文）</b></p><p>　　PWM芯片電路設計及在開關電源中的應用</p><p><b>　　二O一O年六月</b></p><p><b>　　摘 要</b></p><p>　　論文在開關電源技術發(fā)展現(xiàn)狀基礎上，提出一種峰

2、值電流型PWM控制芯片的設計。首先對芯片的工作原理和系統(tǒng)構成進行了研究和分析，包括開關電源變換器的整個控制回路?？刂苹芈钒ㄕ`差放大器，基準電壓源，振蕩器，比較器和保護電路等，完成了具體電路的設計，給出了所有的電路圖。其次對芯片的在開關電源中的一些外部應用電路進行舉例和應用分析。</p><p>　　關鍵詞：PWM控制；運算放大器；基準電壓源；振蕩器</p><p><b>　　

3、ABSTRACT</b></p><p>　　Based on the research on modern power supply technology, a peak current mode PWM controller chip were proposed. And its principles and system architecture were studied and analyze

4、d, which includes its main loop and control loop.Finished the system design, the functional blocks included amplifier, reference, oscillator, comparator, fast over current protection, all circuits were given. And the exa

5、mples about this chip used in power supply technology were also given.</p><p>　　Key words: PWM control;Amplifier;Reference;Oscillator</p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b&g

6、t;　　摘 要I</b></p><p>　　ABSTRACTII</p><p><b>　　第1章 引言1</b></p><p>　　1.1 背景、現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢1</p><p>　　1.2 PWM控制型開關電源電路原理2</p><p>　　1.2.1 開關電源的

7、基本工作原理2</p><p>　　1.2.2 PWM電路的分類3</p><p>　　1.3 本文的主要工作4</p><p>　　第2章 PWM控制芯片電路的原理6</p><p>　　2.1 PWM控制芯片原理6</p><p>　　2.2 PWM控制芯片電路的結構設計8</p><

8、;p>　　第3章 PWM芯片電路設計及工作過程11</p><p>　　3.1 欠壓鎖定11</p><p>　　3.2 基準電壓源11</p><p>　　3.2.1 帶隙基準電壓源11</p><p>　　3.2.2 普通可調直流基準源TL431的介紹13</p><p>　　3.3 電壓調節(jié)器1

9、5</p><p>　　3.4 振蕩器16</p><p>　　3.4.1 振蕩器原理16</p><p>　　3.4.2 振蕩器電路17</p><p>　　3.5 電壓誤差放大器19</p><p>　　3.6 電流比較器20</p><p>　　3.6.1 電流比較器20<

10、;/p><p>　　3.6.2 過流保護21</p><p>　　3.7 系統(tǒng)系統(tǒng)芯片電路及工作過程24</p><p>　　第4章 芯片電路在開關電源中的應用28</p><p>　　4.1 芯片外部應用電路28</p><p>　　4.2 芯片在開關電源保護電路的中的應用29</p><p

11、>　　4.3 芯片電路在單端反激式開關電源中的應用30</p><p>　　第5章 結束語33</p><p><b>　　致謝34</b></p><p><b>　　參考文獻35</b></p><p><b>　　第1章 引言</b></p>

12、<p>　　1.1 背景、現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢</p><p>　　近幾年變頻調速技術獲得不斷的進步和發(fā)展特別是在家用電器行業(yè)方面的應用。低廉、節(jié)能、高效、靜音以及高可靠性的變頻產品成為趨勢，各種新型的PWM控制芯片不斷涌現(xiàn)。數(shù)字化的PWM控制芯片相對模擬PWM控制芯片(如TL494,SG3525,UC3844等)，因其抗干擾、抗溫漂等方面的優(yōu)點成為主流產品。典型PWM調速控制芯片特點隨著微處理器技術的發(fā)展，

13、其與PWM技術相結合，形成了各類特色的控制方案，主要可分為以下幾類:</p><p>　　(1)采用單一的通用微處理器(單片機)來產生SPWM。該方案只須采用單個芯片，功能強、靈活、易于保密，但所有的PWM信號的產生均需占用CPU大量的工作時間，軟件開發(fā)周期長，通用性差，不利于產品的更新?lián)Q代。</p><p>　　(2)采用專用大規(guī)模集成電路產生SPWM信號。如Mullard公司的HEF4

14、752,無須微處理器配合，屬于純硬件實現(xiàn)方法，使用簡單，省去編寫軟件的麻煩，開發(fā)周期短，但欠靈活性，難以實現(xiàn)更多的功能。</p><p>　　(3)采用微處理器和專用大規(guī)模集成電路相結合的方式，可以兼具靈活、簡單、易于開發(fā)、功能勿、一展的特點，如Siemens公司的SEL4520,Mitel公司的SA4828等，但成本較高。</p><p>　　(4)采用專用調速控制芯片。此類芯片內部集成

15、有PWM發(fā)生器、A/D轉換器、EPROM/EEPROM或快速可擦寫存儲器FlashMemory等適用于電動淚L調速的外圍硬件設備，大大減少CPU的十預時間，保證CPU可以實現(xiàn)更多復雜的控制功能。這類芯片很多，如東芝公司的八位單片機TMP88CK49/CM49,Motorola公司的八位單片機MC68HC708MP16,Intel公司的16位微處理器8XC196MC。特別是高速運算能力DSP核的嵌入常見的如TI公司的TM5320F24X系

16、列、AD公司的ADMCF32X系列，使得此類芯片完全可以實現(xiàn)高性能的控制算法，如磁場定向控制、無速度傳感器矢量控制等。</p><p>　　1.2 PWM控制型開關電源電路原理</p><p>　　近年來，脈寬調制（PWM）控制技術得到較快速發(fā)展，用PWM控制開關變換器，即PWM開關電源。PWM控制方式的開關電源因為電路簡單，控制方便而獲得普遍應用。相對傳統(tǒng)的線性電源而言，開關電源具有體

17、積小，成本低，效率高等顯著優(yōu)點。在電源領域內開關電源的應用越來越廣泛。</p><p>　　1.2.1 開關電源的基本工作原理</p><p>　　開關電源以半導體開關器件的啟閉為基本原理，即通過控制開關晶體管開通和關斷的世界比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源。PWM開關電源的換能電路將輸入的直流電壓轉換成脈沖電壓，再將脈沖電壓經LC濾波轉換成直流電壓[9]。</p><

18、p>　　開關穩(wěn)壓電源的電路原理框圖如圖1-1所示。開關電源包括主電路和控制電路兩部分。虛線框內是控制電路部分，是本文所要設計的芯片。交流電壓經整流電路及濾波電路整流濾波后，變成含有一定脈動成份的直流電源，該電壓通過功率轉換電路進入高頻變換器被轉換成所需電壓值的方波，最后再將這個方波電壓經整流濾波變?yōu)樗枰闹绷麟妷?。反饋控制電路為脈沖寬度調制器（PWM），它主要由取樣器、比較器、振蕩器、脈寬調制及基準電壓等電路構成。這部分電路目前

19、已集成化，制成了各種開關電源專用集成電路?？刂齐娐酚脕碚{整高頻開關元件的開關時間比例，以達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。</p><p>　　開關電源的功率調整器件處于開關工作狀態(tài)。作為開關而言，導通時，壓降很小，幾乎不消耗能量，關斷時漏電流很小，也幾乎不消耗能量，所以開關電源的公路轉換效率可達80%以上。開關電源的濾波電感的體積和重量也因為工作頻率提高而減小，所需的濾波電容也減小。</p><p&g

20、t;　　1.2.2 PWM電路的分類</p><p>　　PWM控制型的開關電源可分為兩類型，一種是電壓控制型，它只對輸出電壓采樣，作為反饋信號進行閉環(huán)控制。采樣脈寬調制（PWM）技術，調節(jié)輸出電壓。從控制的角度看，這是一種單環(huán)控制系統(tǒng)。另一種是電流控制型，在PWM電壓控制的基礎上，增加一個電流反饋環(huán)節(jié)，使其成為雙環(huán)控制系統(tǒng)，從而提高了電源性能。</p><p>　　圖1-2為電壓控制型開

21、關電源的原理圖。電源輸出電壓V0的采樣值與參考電壓進行比較放大，得到誤差信號Ve，它與鋸齒波信號比較后，由脈寬比較器輸出占空比隨輸出電壓變化的PWM波，從而控制輸出電壓保持穩(wěn)定。這就是控制的原理，它是一個單環(huán)控制系統(tǒng)[14]。</p><p>　　圖1-2 電壓控制型開關電源原理圖</p><p>　　圖1-3為電流型開關電源的原理圖。它是一個雙環(huán)控制系統(tǒng)，有一個內環(huán)，一個外環(huán)—電壓環(huán)。其

22、工作原理是：恒頻時鐘脈沖、置位鎖存器，輸出高電平信號。驅動開關管導通。隨著開關管中的電流脈沖逐步增大，當電流在采樣電阻RS上的電壓幅值VS達到Ve電平時。脈沖比較器翻轉，鎖存器復位，驅動信號變低，開關管關斷。電路就是這樣逐個的檢測和調節(jié)電流脈沖。</p><p>　　圖1-3 電流型脈寬調制器原理框圖</p><p>　　1.3 本文的主要工作</p><p>　　

23、20多年來，集成開關電源沿著集成化方向發(fā)展，首先是對開關電源的核心單元—控制電路實現(xiàn)集成化。1977年國外首先研制成脈寬調制（PWM）控制器集成電路，美國摩托羅拉公司、硅通用公司、尤尼德公司等相繼推出一批PWM芯片，典型產品有MC3520,SG3524,芯片。90年代以來，國外又研制出開關頻率達1MHZ的高速PWM、PFM90（脈沖頻率調制）芯片，典型產品有UC1825、UC1864。</p><p>　　本文的

24、主要工作是設計開關電源的芯片電路，該集成電路采用PWM工作方式，需要較少的外部元件即能構成完整的開關電源，工作頻率1MHz，并具有過流保護功能。</p><p>　　第一章介紹開關電源的背景、現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢，同時介紹了開關電源的原理，并對本文的章節(jié)進行安排。</p><p>　　第二章介紹開關電源控制電路的原理和基本結構。</p><p>　　第三章介紹控制芯片各個

25、模塊電路原理，所設計的具體電路。</p><p>　　第四章介紹控制芯片幾種典型的開關電源中的應用。</p><p>　　第五章總結該電路的設計工作。</p><p>　　第2章 PWM控制芯片電路的原理</p><p>　　2.1 PWM控制芯片原理</p><p>　　電流控制的PWM技術是一種新穎的控制技術，19

26、67年由美國BOSE公司提出。該技術由不同路線方案來實現(xiàn)，其共同特點是：利用電感電流的反饋直接去控制功率開關的占空比，以實現(xiàn)峰值電流對電壓反饋的跟蹤。</p><p>　　電流型控制分為峰值電流控制、平均電流控制和滯環(huán)電流控制。</p><p><b>　　（1）峰值電流控制</b></p><p>　　峰值電流控制是最常用的電流型控制方式。以

27、Buck變換器為例，峰值電流型控制系統(tǒng)原理如圖2-1。每1個開關周期開始，由時鐘信號CLK經過觸發(fā)器，驅動開關VF導通，當電流iVF的檢測信號峰值達到電流給定值Ve時，觸發(fā)器翻轉，開關VF關斷。因此只要系統(tǒng)中電流稍有變化，占空比可以較快產生調節(jié)作用，使輸出電壓V0接近給定Vr。</p><p>　　峰值電流型PWM控制的優(yōu)點是：消除了輸出濾波電感在系統(tǒng)傳遞函數(shù)中產生的極點，使系統(tǒng)傳遞函數(shù)由二階降為一階，解決了系統(tǒng)

28、有條件的環(huán)路穩(wěn)定問題；具有良好的線性調整率和快速的動態(tài)響應；固有的逐個開關周期的峰值電流限制，簡化了過載保護和短路保護；多個電源模塊并聯(lián)式易于實現(xiàn)均流。缺點是：不能準確控制電感的平均電流，回路增益對電網電壓變化敏感，開關噪聲容易造成開關管誤動作等。</p><p>　　圖2-1 峰值電流控制系統(tǒng)原理框圖</p><p>　?。?）平均電流型控制</p><p>　　

29、圖2-2以Buck變換器為例，給出平均電流控制的電路框圖，電流給定信號Ve式電壓調節(jié)器的輸出，圖中未畫出電壓環(huán)。</p><p>　　平均電流型控制方案需要檢測電感電流iL,電流檢測信號與電流給定Ve比較后，經過電流調節(jié)器生成控制信號VC，VC再與鋸齒波調制信號比較，產生PWM脈沖。電流調節(jié)器一般采用PI型補償網絡，可以濾除采樣信號中的高頻分量，與峰值電流控制相比，它直接控制電感電流的平均值，抗擾性好。但是檢測電

30、感電流有時比較復雜，或檢測元件損耗較大。</p><p>　　圖2-2 平均電流控制的電路框圖</p><p>　?。?）滯環(huán)電流型控制</p><p>　　圖2-3以Buck開關變換器為例，給出滯環(huán)電流型控制的電路框圖，圖中未畫出電壓環(huán)。滯環(huán)電流型控制也是檢測電感電流，與電流給定值Ve比較后，輸入給滯環(huán)比較器或滯環(huán)邏輯元件。</p><p>

31、;　　為實現(xiàn)滯環(huán)電流型控制，滯環(huán)比較器中設定上限值Vemax和下限值Vemin。當電感電流iL的檢測信號下降到下限Vemin時，比較器輸出高電平，使功率開關關斷，電感電流下降。被檢測的電感電流決定了開關關斷、開通時間。滯環(huán)控制方式下，變換器是變頻工作的，其開關頻率一般隨輸入電壓、輸出電壓和負載的變化而變化，因此輸入、輸出濾波器的設計比較復雜。</p><p>　　圖2-3 滯環(huán)電流型控制的電路框圖</p&g

32、t;<p>　　2.2 PWM控制芯片電路的結構設計</p><p><b>　　芯片的主要特點是：</b></p><p><b>　　1MHz開關頻率</b></p><p>　　50uA備用電流，100uA最大電流</p><p>　　在52kHz開關頻率時所需電流低至2.3mA

33、</p><p>　　逐周限流時間快至35ns</p><p>　　誤差放大器的基準電壓為2.5V</p><p><b>　　振蕩器放電電流精確</b></p><p><b>　　新型的欠壓鎖定模塊</b></p><p>　　所設計的PWM控制器，它主要包括欠壓鎖定電路

34、，振蕩器，電流比較器，電壓調節(jié)器，誤差放大器，過流保護和用做基準的參考電壓部分。內部結構功能框圖如下圖2-4。</p><p>　　圖2-4 芯片結構框圖</p><p><b>　　振蕩器</b></p><p>　　振蕩器的工作頻率和放電電流都是調整好的，并且嚴格設定了工作頻率和死區(qū)的最小變化率。振蕩頻率由外接電阻RT決定。CT的放電電流由

35、通過RT的電流和控制芯片內部的放電電流之差決定。設計控制芯片內部的放電電流為8.2mA。RT的阻值較大時，放電時間由控制芯片內部的放電電流和CT的容量決定。RT的阻值較小時，對放電時間也有較大的影響。在一個振蕩周期內，電容CT充電時，輸出脈沖最大占空比受振蕩器的可控死區(qū)限制。</p><p><b>　　電壓誤差放大器</b></p><p>　　設計電壓誤差放大器的

36、直流增益為90dB，增益帶寬為1.5MHz。內部的5V基準電壓經分壓后產生2.5V電壓，該電壓直接加在電壓誤差放大器的同向端。開關電源的輸出電壓經過電阻分壓后反饋到放大器的反響輸入端。設計放大器輸出端輸出的電流限制在1mA，放大器輸出端吸入電流為10mA。</p><p><b>　　電流比較器</b></p><p>　　為了能夠實現(xiàn)逐周控制，如此設計電流比較器：在

37、每個振蕩周期開始時，輸出端開通。當外接開關管的電流達到正比于放大器輸出電壓的最大門限值時，輸出端關斷，直到下一個振蕩周期開始。此時開關電源的峰值開關電流正比于誤差電壓。</p><p><b>　　欠壓鎖定</b></p><p>　　在電源達到啟動電壓之前，欠壓鎖定電路阻止芯片內部的基準電源電路和輸出極開始工作。電源電壓低于啟動電壓時，設計芯片的靜態(tài)電流小于250u

38、A。</p><p><b>　　基準電壓</b></p><p>　　設計內部基準電壓為5V，誤差在±1%以內?；鶞孰妷涸礊閮炔窟壿嬰娐泛驼袷庪娐饭╇姟Ｕ袷幤魍饨与娙萜鞯某潆婋娏饕灿苫鶞孰妷涸垂┙o。電壓誤差放大器的正向端2.5V電壓也由基準電壓分壓所得?；鶞孰妷涸茨芴峁?0mA電流。</p><p>　　第3章 PWM芯片電路設計及

39、工作過程</p><p><b>　　3.1 欠壓鎖定</b></p><p>　　欠壓鎖定電路實現(xiàn)的功能是：當電源電壓大于8.7V時，芯片正常工作；當電源電壓小于7.6V時，芯片不工作。</p><p>　　本文用滯后比較器來實現(xiàn)電路得欠壓鎖定，在VDD欠壓鎖定處和Vref欠壓鎖定處用滯后比較器實現(xiàn)。</p><p>

40、　　欠壓鎖定中的滯后比較器如圖3-1所示，非倒向端連接供電電源VCC，倒向端的8.7V的電壓是由基準電壓源提供。輸出端VOUT與電壓調節(jié)器連接。</p><p>　　啟動時的時序：比較器輸出電壓的有無，由VDD電壓的高低控制，只有VDD大于+8.7V時比較器輸出高電位，基準電壓+5VR才有輸出，芯片才能正常工作。一旦正常工作后，VDD小于8.7V時也能正常工作，我們稱8.7V為啟動電壓。</p>&

41、lt;p>　　關閉時的順序：隨著VDD電壓的下降，當VDD的電壓小于7.6V時，又會出現(xiàn)欠壓保護，這時比較器輸出低電位，沒有+5VR電壓輸出，這樣導致后面沒有脈沖輸出，電源就不能正常工作。</p><p>　　圖3-1 欠壓鎖定置換比較器</p><p><b>　　3.2 基準電壓源</b></p><p>　　3.2.1 帶隙基準電壓

42、源</p><p>　　基準源電路廣泛的應用于各種模擬集成電路，其精度和穩(wěn)定性直接決定整個系統(tǒng)的精度。內部穩(wěn)壓源電路提供穩(wěn)定的偏置電壓或作為基準電壓。一般要求這些電壓源的直流輸出電平較穩(wěn)定，而且這個直流電平應該對電源電壓和溫度不敏感。由于基準源的精度與溫度有關，提高精度必須降低溫度系數(shù)。</p><p>　　帶隙基準可以再0—70℃的溫度范圍內有10ppm/℃的溫度。圖3-2給出了帶隙基準

43、的原理。由室溫下溫度系數(shù)為-2.2mV/℃的pn節(jié)二極管產生電壓。同時也產生一個熱電壓，其與絕對溫度成正比，室溫下的溫度系數(shù)為+0.085mV/℃。如果電壓乘以常數(shù)K加上電壓，則輸出電壓為：</p><p><b>　?。?-1）</b></p><p>　　雙極性晶體管中的集電極電流密度的關系：</p><p><b>　?。?-2

44、）</b></p><p><b>　　其中：</b></p><p><b>　　=集電極電流密度</b></p><p><b>　　=基區(qū)電子平衡濃度</b></p><p>　　=電子的平均擴散常數(shù)</p><p>　　平衡濃度：

45、 （3-3）</p><p>　　其中： （3-4）</p><p>　　D是與溫度無關的常數(shù)，時帶隙電（1.205V）</p><p>　　得到下面集電極電流密度的方程式：</p><p><b>　?。?-5）</b></p><p>　　在上式中，與溫度

46、不相關的常數(shù)合并成單一的常數(shù)A。由于Dn依賴于溫度，溫度系數(shù)r稍微偏離3。</p><p><b>　　因此的關系式為：</b></p><p><b>　　(3-6)</b></p><p><b>　　與溫度的關系為：</b></p><p><b>　　(3-7

47、)</b></p><p>　　300K時，關于溫度的變化約為-2.2mV/℃。</p><p>　　提供負溫度系數(shù)的基準電壓。提供溫度系數(shù)的基準電壓。</p><p><b>　　(3-8)</b></p><p><b>　　(3-9)</b></p><p>

48、;　　為了在T0時達到零溫度系數(shù)，和的變量加起來必須為0</p><p>　　圖3-2 帶隙基準電路圖</p><p>　　3.2.2 普通可調直流基準源TL431的介紹</p><p>　　TL43l是2.50—36V可調式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器。它屬于一種具有電流輸出能力的可調基準電壓源。其性能優(yōu)良，價格低廉，可廣泛用于單片精密開關電源或精密線性穩(wěn)壓電源中。陰極工作電壓

49、VKA的允許范圍是2．50～36V，極限值為37V。陰極工作電流IKA=l～100mA</p><p>　　TL431主要包括4部分：①誤差放大器A，其同相輸入端接取樣電壓VREF，反相輸入端則接內部2．50V基準電壓Vref，并且設計的VREF=VRRef；②內部2．50V(準確值為2．495V)基準電壓源Vref；③NPN型晶體管VT，在電路中起調節(jié)負載電流的作用；④保護二極管VD，能防止因K—A間電源極性接

50、反而損壞芯片。其內部電路結構如圖3-3所示。</p><p>　　圖3-3 TL431內部原理電路</p><p>　　TL431的電路圖形符號和基本接線如圖3-4所示。</p><p>　　圖3-4 TL431的電路圖形符號和基本接線如圖</p><p>　　它相當于一只可調齊納穩(wěn)壓管，輸出電壓由外部精密電阻R1和R2來設定，有公式：<

51、;/p><p><b>　?。?-10）</b></p><p>　　圖中R3是IKA的限流電阻。選取R3阻值的原則是，當輸入電壓Vi為最小值時必須保證100mA≥IKA≥1mA，以便使TL431能正常工作。</p><p>　　TL431的穩(wěn)壓原理可分析如下：當由于某種原因致使Vo升高時，取樣電壓vref也隨之升高，使VREF>Vref，比

52、較器輸出高電平，令VT導通，Vo↓。反之，Vo下降→VREF<Vref→比較器再次翻轉，輸出變成低電平→VT截止→Vo上升。這樣循環(huán)下去，從動態(tài)平衡的角度來看，就迫使V。趨于穩(wěn)定，達到了穩(wěn)壓目的，并VREF=Vref。</p><p>　　芯片TL431主要是在開關電源芯片中作的直流穩(wěn)壓基準為內部一些器件提供基準電源。</p><p>　　在芯片電路中，內部應用的直流基準電壓主要有8

53、.7V,3.6V,3V和0.75V。則TL431的電阻比例計算并設置如下：</p><p><b>　　據(jù)公式3-15</b></p><p>　　且在電路中VREF=2.5V可得,</p><p>　　8.7V：R1/R2=62/25，在內部電路圖中體現(xiàn)為R1=62,R2=25</p><p>　　3.6V：R1/R2

54、=11/25，在內部電路圖中體現(xiàn)為R1=11,R2=25</p><p>　　3V：R1/R2=1/5，在內部電路圖中體現(xiàn)為R1=10,R2=50</p><p>　　0.75V：因為TL431能產生的最小基準電壓為2.5V，因此在電路圖中先將R1處短路，產生2.5V的基準電壓后，再進行電阻分壓，此時的外接電阻為R3和R4，輸出電壓從R3處引出，則電阻設置為R3=3,R4=7。</p

55、><p><b>　　3.3 電壓調節(jié)器</b></p><p>　　電壓調節(jié)器是一種被廣泛使用的器件，其輸入是不穩(wěn)定的直流電壓，輸出可作為其他電路的供電電壓。依靠這種方式，電壓源的波動可從本質上被消除，其結果通常提高由此類電源驅動的電路的性能。</p><p>　　圖3-5是電壓調節(jié)器的原理圖。穩(wěn)定電壓VR由帶隙基準源產生。穩(wěn)定電壓加在高增益放大

56、器的非倒相輸入端，并與由電阻R1和R2采樣的輸出電壓比較。這是一個串聯(lián)—并聯(lián)反饋結構，對大環(huán)路增益，有</p><p><b>　　(3-11)</b></p><p>　　改變R1/R2的比例可以改變輸出電壓。</p><p>　　圖3-5所示的放大器為高性能放大器。特別重要的性能是低漂移和低失調，它們能使輸出電壓盡可能的穩(wěn)定。串聯(lián)—并聯(lián)反饋

57、電路使電壓調節(jié)器有較高的輸入阻抗，減小了負載效應。電壓調節(jié)器要求輸出阻抗較小。</p><p>　　圖3-5 電壓調節(jié)器</p><p><b>　　3.4 振蕩器</b></p><p>　　3.4.1 振蕩器原理</p><p>　　振蕩器部分需要產生一個設定開關頻率的時鐘信號。本設計選定了外接RC的振蕩器形式，電路

58、如圖3-6所示。</p><p>　　圖3-6 振蕩器時鐘信號電路</p><p>　　用一個電阻Rt通過Vref給電容充電，用兩個比較器把電容上的電壓和兩個參考電壓相比較，參考電壓分別設為2.5V和0.75V。用一個電流源連在電容上起放電開關的作用。當電容電壓超過2.5V時，電容通過電流源放電。當電容電壓低于0.75V時，MOS管關斷，電流源不起作用，電容繼續(xù)被Vref充電。</p

59、><p>　　電流源放電電流很大，放電時間相對于一個時鐘周期是非常短的。這樣電容上的電壓就是一個有1.75V峰-峰值的鋸齒波。RS觸發(fā)器的輸出就是時鐘信號，時鐘周期約等于充電時間而電容電壓計算可得充電時間約為。</p><p>　　電容的放電時間必須足夠短，才能達到最大的占空比。該設計中最大占空比要達到99%，因此放電時間必須低于一個時鐘周期的1%。</p><p>　

60、　3.4.2 振蕩器電路</p><p>　　RS觸發(fā)器的電路圖如圖3-7所示，當R輸入電壓為5V時，輸出跳變到低電平；同理，當S輸入電壓為5V時，輸出跳變到高電平。N1、P1、N2、P2兩個反相器組成的正反饋電路起到鎖定、穩(wěn)定信號的作用，帶有毛刺、不太穩(wěn)定的經我們在輸出端還需添置一個反相器，從而保證輸入輸出邏輯的正確性。</p><p>　　圖3-7 RS觸發(fā)器電路圖</p>

61、<p>　　比較器1的電路圖如圖3-8所示，其共模輸入電壓是0.75V。因此采用PMOS差分對的輸入級。因為振蕩器放電時下降速度比較快，所以比較器1的延時需要盡量小。輸出用推挽結構。在輸出端，可吸入和供出的電流式偏置電流的8倍，增大了擺率。</p><p>　　圖3-8 比較器1電路圖</p><p>　　比較器2的電路圖如圖3-9所示，其共模輸入電壓是3V，因此采用NMOS

62、差分對作輸入級</p><p>　　圖3-9 比較器2電路圖</p><p>　　放電電流源的電路圖如圖3-10所示，使用PTAR電流源，經過兩路放大，得到大電流放電。</p><p><b>　　(3-12)</b></p><p>　　圖3-10 放電電流源電路圖</p><p>　　3.5

63、電壓誤差放大器</p><p>　　電壓誤差放大器的正向端是電壓調節(jié)器輸出的2.5V電壓。這是一個經典的運算放大器。需要90dB的增益和1.5MHz的增益帶寬積。</p><p>　　如圖3-11所示，電壓誤差放大器由運算跨導放大器和輸出極組成。運算跨導放大器是無輸出緩沖極的運算放大器。除輸入和輸出節(jié)點外，此放大器的其余所有節(jié)點都是低租節(jié)點。Q1和Q2是對稱的NPN管作為輸入差分對，M2和

64、M1是對稱的PMOS晶體管。</p><p>　　PMOS晶體管M1、M2的小信號電流由下式給出：</p><p><b>　　(3-13)</b></p><p>　　M3與M1對稱，M2與M4對稱，所以：</p><p><b>　　(3-14)</b></p><p>

65、　　運算跨導放大器的輸出電壓為：</p><p><b>　　(3-15)</b></p><p>　　M6和M8形成共源共柵結構提高輸出電阻。</p><p>　　輸出極采用乙類輸出極。在電路中，共發(fā)射極晶體管Q3在負半周期將功率傳輸給負載，而射極跟隨器Q4在正半周期傳輸功率。</p><p>　　當運算跨導放大器的輸

66、出小于時，Q3截止，二極管D1截止，M9的漏極電流都傳送到Q4的基極，輸出電壓最大值。</p><p>　　為了達到最大值，晶體管M9漏極電流必須大于晶體管Q4的基極電流。Q2處于放大區(qū)，因為Q2的集電極接的是電源電壓，而基極電壓不可能超過它的。如果M9的漏極電流不夠所需的Q4基極電流，輸出會出現(xiàn)削波失真。</p><p>　　當運算跨導放大器的輸出大于時，Q3導通，有電流通過晶體管Q3，

67、M9的漏極電流有部分流過D1。隨著Q3集電極電流增加，M9的漏極電壓下降，由于Q4是射極跟隨器，輸出電壓將隨其下降。</p><p>　　圖3-11 電壓誤差放大器內部電路結構</p><p><b>　　3.6 電流比較器</b></p><p>　　3.6.1 電流比較器</p><p>　　圖3-12圓圈所示就是電

68、流比較器。正端是采樣電流信號。負端是電壓誤差放大器經過電平移位后再電阻分壓。使用電平移位可以達到芯片輸出零占空比脈沖。電平移位和電阻分壓功能都由電流比較器電路實現(xiàn)。</p><p>　　圖3-12 電流比較器在電路中連接示意圖</p><p>　　3-13為電流比較器電路。</p><p>　　COMP是電壓誤差放大器輸出端電壓，經過10K與20K電阻實現(xiàn)電阻分壓功

69、能。</p><p>　　比較強電阻R1實現(xiàn)電平移位功能。當比較器處于放大區(qū)中點時，輸入極P1和P2通過相同的電流。此時，P1和P2源極電壓相差I*R1，襯偏都接Vref電位，所以兩晶體管的閾值電壓不同，電阻R1上有壓降。這兩個電壓之和形成電平移位電壓[1]。</p><p>　　圖3-13 電流比較器電路</p><p>　　3.6.2 過流保護</p>

70、;<p>　　圖3-14是過流圓圈所示就是過流保護模塊的示意圖。當電流檢測達到1V閾值時，不管電壓誤差放大器輸出，過流保護電路在35ns內關斷輸出。</p><p>　　圖3-14 過流保護模塊示意圖</p><p>　　圖3-15是過流保護電路圖，這是一個遲滯比較器。如下例，當輸入（CS）大于1.1V時，輸出高電平；當輸入（CS）小于0.9時，輸出低電平。P3、P4和P6這

71、三個PMOS晶體管實現(xiàn)遲滯功能。</p><p>　　當CS電壓遠小于1V時，P1處于飽和區(qū)，P2處于三極管區(qū)。P2的漏極是高電平，P1的漏極是低電平。P3導通，P4關斷。由P6提供的13uA偏置電流經過P3流到M2。P1電流為62u,P2電流為50u。此時輸出電壓為0。</p><p>　　當CS電壓上升接近1.1V時，P2晶體管的電流減小，P1晶體管的電流增大。P1漏極電壓升高，P2漏

72、極電壓降低。P4晶體管導通，P3關斷。由P6提供的13uA偏置電流經過P4流到M1。P1電流為112u,P2關斷。此時輸出電壓為5V。過流保護電路實現(xiàn)其作用。</p><p>　　當CS電壓下降接近0.9V時，P1晶體管的電流減小，P2晶體管的電流增大。P2漏極電壓升高，P1漏極電壓降低。P3晶體管導通，P4關斷。由P6提供的13uA偏置電流經過P3流到M2。P1電流為62u，P2電流為50u。此時輸出電壓為0V

73、。過流保護電路停止其作用。</p><p>　　圖3-15 過流保護電路</p><p>　　圖3-16表明，當CS電壓逐漸升高直到大于1.1V時，輸出高電平；當CS電壓逐漸降低直到小于0.9V時，輸出低電平。此電路實現(xiàn)了遲滯功能。</p><p>　　圖3-16 過流保護電路輸出</p><p>　　圖3-17表明當輸入電壓超過閾值時，電路

74、能在35ns后啟動。</p><p>　　圖3-17 輸入電壓閾值電路</p><p>　　3.7 系統(tǒng)系統(tǒng)芯片電路及工作過程</p><p>　　本文主要是開關電壓的PWM芯片電路的設計，芯片內部總體電路如圖3-18所示。</p><p>　　第1腳為內部直流基準源的輸入電壓Vi，要求輸入Vi當然要大于輸出Vo中的最大值，即大于36V。并且

75、保證TL431的工作電流100mA>(Vi-Vo)/R3>1mA其中R是限流電阻。</p><p>　　第2腳位誤差放大器的輸出端，誤差放大器的輸出電壓信號，在內部經過兩個二極管D1和D2降下壓后，又由電阻R3和R4進行分壓，由于R3電阻的阻值是R4阻值的兩倍，最后剩下1/3的電壓家在電流比較器的反向輸入端，并且還有穩(wěn)壓管ZD2箝位，該輸入端電壓的最高電壓不超過一定值。</p><

76、p>　　第3腳位誤差放大器的反向輸入端，取樣電壓由此輸入，在內部將+5VR電壓，用兩個阻值相同的電阻R1和R2，將電壓分成+2.5V，作為基準電壓加在誤差放大器的正向輸入端。因為第2腳加在誤差放大器的負端，那么誤差放大器就是反向輸出，所以第1腳與第2腳電壓的變化相反。反饋電壓輸入腳，此腳電壓與內部2.5V基準進行比較，產生控制電壓，從而控制脈沖寬度。</p><p>　　第4腳為電流傳感端，電流比較器輸出電

77、壓的高低，是由它的兩個輸入端電壓共同決定的，電流比較器的輸出電壓的變化，能控制PWMLatch的Q反輸出脈沖寬度的變化。</p><p>　　第5腳為振蕩器電壓的輸入，用一個電阻Rt通過振蕩器電壓給電容充電，用兩個比較器把電容上的電壓和兩個參考電壓相比較，參考電壓分別設為2.5V和0.75V。用一個電流源連在電容上起放電開關的作用。當電容電壓超過2.5V時，電容通過電流源放電。當電容電壓低于0.75V時，MOS管

78、關斷，電流源不起作用，電容繼續(xù)被輸入電壓充電。這樣電容上的電壓就是一個有1.75V峰-峰值的鋸齒波。RS觸發(fā)器的輸出就是時鐘信號，時鐘周期約等于充電時間而電容電壓計算可得充電時間約為。</p><p><b>　　第6腳為接地端。</b></p><p>　　第7腳為芯片的輸出端，當?shù)?腳所接的滯后比較器輸出高電平時，基準電壓才能輸出，第7腳才有脈沖輸出。</p

79、><p>　　第8腳為帶隙基準電路的KVt輸入，KVt輸入與Vbe相加，再通過內部的電壓調節(jié)器，輸出穩(wěn)定精確的+5V的基準，直接決定芯片電路的穩(wěn)定性。</p><p>　　第9腳電源電壓VDD供給端,它的工作電壓必須在正常工作范圍內芯片才能正常工作，在第9腳內部接有一個穩(wěn)壓管ZD1，其穩(wěn)壓電壓為36V,為內部的器件提供安全的電壓環(huán)境，當VDD超過了穩(wěn)壓管的電壓時，將會被箝位。</p>

80、;<p>　　第10腳是基準電壓+5VR的輸出端，從電路中可以看出，+5VR電壓的欠壓保護，是受滯后比較器A2控制的。所以用滯后比較器，也是為了防止在它們跨越們坎時，有不確定的狀態(tài)，從而達到保護的目的[4]。</p><p>　　圖3-18 內部芯片電路總圖</p><p>　　PWM_out是PWM控制器芯片的輸出，是一系列的脈沖波形。是開關電源的輸出。當電源電壓從0V上升

81、到8.7V時，欠壓鎖定模塊開始工作，使基準電壓源啟動，輸出穩(wěn)定的5V電壓。然后振蕩器開始輸出振蕩波形。最后輸出脈沖波形。在開關電壓輸出達到預期設計的5V前，PWM控制器芯片輸出占空比接近于1的脈沖，使快速上升。當輸出達到5V后。PWM_out輸出合適的脈寬調制波形，使開關電源輸出穩(wěn)定。</p><p>　　第4章 芯片電路在開關電源中的應用</p><p>　　4.1 芯片外部應用電路&l

82、t;/p><p>　　芯片的外部引腳連接如圖4-1所示。</p><p>　　圖4-1 芯片外部應用電路</p><p>　　如圖所示為芯片的外部部分連接圖，第一腳為內部基準輸入電壓提供端。第二腳輸出補償。第三腳輸入電壓負反饋。第四腳既輸入電流負反饋，，也是過流保護輸入端。第五腳為振蕩器的外接RC電路的連接端，在第五腳處輸入鋸齒波電壓。第七腳為芯片輸出端，即為驅動脈沖的

83、輸出端，如圖所示，它用來驅動場效應管。第九腳為電源電壓VDD輸入端。為內部電路和反饋電路提供電源電壓。第十腳為內部基準電壓輸出端，基準電壓如圖所示為振蕩器的外部RC電路提供5V的基準電壓。</p><p>　　工作過程：電路上電時，外接的啟動電路通過引腳9提供芯片需要的啟動電壓。在啟動電源的作用下，芯片開始工作，脈沖寬度調制電路產生的脈沖信號經7腳輸出驅動外接的開關功率管工作。功率管工作產生的信號經取樣電路轉換為

84、低壓直流信號反饋到4腳，維護系統(tǒng)的正常工作。電路正常工作后，取樣電路反饋的低壓直流信號經3腳送到內部的誤差比較放大器，與內部的基準電壓進行比較，產生的誤差信號送到脈寬調制電路，完成脈沖寬度的調制，從而達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。如果輸出電壓由于某種原因變高，則3腳的取樣電壓也變高，脈寬調制電路會使輸出脈沖的寬度變窄，則開關功率管的導通時間變短，輸出電壓變低，從而使輸出電壓穩(wěn)定，反之亦然。鋸齒波振蕩電路產生周期性的鋸齒波，其周期取決于5腳外接

85、的RC網絡。所產生的鋸齒波送到脈沖寬度調制器，作為其工作周期，脈寬調制器輸出的脈沖周期不變，而脈沖寬度則隨反饋電壓的大小而變化。PWM控制芯片輸出周期一定、高電平存在時間可調的驅動脈沖信號。當PWM芯片輸出高電平是，開關晶體管導通時，二極管關斷，輸入端直流電源將功率傳送到負載，并使電感儲能（電感電流上升）；當PWM芯片輸出低電平時，開關晶體管關斷時，二</p><p>　　4.2 芯片在開關電源保護電路的中的應用

86、</p><p>　　1）通過在芯片的采樣電壓處接入一個射極跟隨器，從而在控制電壓上增加了一個與脈寬調制時鐘同步的人為斜坡，它可以在后續(xù)的周期內將△I擾動減小到零。因此，即使系統(tǒng)工作在占空比大于50％或連續(xù)的電感電流條件下，系統(tǒng)也不會出現(xiàn)不穩(wěn)定的情況。不過該補償斜坡的斜率必須等于或略大于m2／2，系統(tǒng)才能具有真正的穩(wěn)定性。</p><p>　　2）取樣電阻改用無感電阻。無感電阻是一種雙線并

87、繞的繞線電阻，其精度高且容易做到大功率。采用無感電阻后，其阻抗不會隨著頻率的增加而增加。這樣，即使在高頻情況下取樣電阻所消耗的功率也不會超過它的標稱功率，因此也就不會出現(xiàn)炸機現(xiàn)象。</p><p>　　3)反饋電路改用TL43l加光耦來控制。我們都知道放大器用作信號傳輸時都需要傳輸時間，并不是輸出與輸入同時建立。如果把反饋信號接到芯片的電壓反饋端，則反饋信號需連續(xù)通過兩個高增益誤差放大器，傳輸時間增長。由于TL4

88、31本身就是一個高增益的誤差放大器，因此，在圖3中直接采用腳1做反饋，從芯片的腳8(基準電壓腳)拉了一個電阻到腳l，腳2通過R18接地。這樣做的好處是，跳過了芯片的內部放大器，從而把反饋信號的傳輸時間縮短了一半，使電源的動態(tài)響應變快。另外，直接控制芯片的腳l還可簡化系統(tǒng)的頻率補償以及輸出功率小等問題。</p><p>　　圖4-2 芯片在開關電源保護電路的中的應用圖</p><p>　　經

89、過實驗電路仿真，其采樣信號的波形緊緊跟隨檢測電阻的電壓波形，沒有出現(xiàn)非常大的尖峰電壓。因此，該電路能有效避免因變壓器漏感等異常干擾引起的電源誤操作的問題，也能有效避免因電源占空比過大而引起的系統(tǒng)不穩(wěn)定的問題。</p><p>　　4.3 芯片電路在單端反激式開關電源中的應用</p><p>　　這是一款AC220V輸入，DC24V輸出的單端反激式開關穩(wěn)壓電源。開關電源控制電路是一個電壓、電

90、流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)。變換器的幅頻特性由雙極點變成單極點，因此，增益帶寬乘積得到了提高，穩(wěn)定幅度大，具有良好的頻率響應特性。主要的功能模塊包括：啟動電路、過流過壓欠壓保護電路、反饋電路、整流電路。以下對各個模塊的原理和功能進行分析。電路原理圖如圖4-3所示。</p><p>　　圖4-3 芯片在單端反激式開關電源中的應用圖</p><p>　　如圖4-3所示交流電由C16、L1、C15以及C1

91、4、C13進行低通濾波，其中C16、C15組成抗串模干擾電路，用于抑制正態(tài)噪聲；C14、C13、L1組成抗共模干擾電路，用于抑制共態(tài)噪聲干擾。它們的組合應用對電磁干擾由很強的衰減旁路作用。濾波后的交流電壓經D1～D4橋式整流以及電解電容C1、C2濾波后變成3lOV的脈動直流電壓，此電壓經R1降壓后給C8充電，當C8的電壓達到芯片的啟動電壓門檻值時，芯片開始工作并提供驅動脈沖，由腳6輸出推動開關管工作。隨著芯片的啟動R1的工作也就基本結束

92、，余下的任務交給反饋繞組，由反饋繞組產生電壓給芯片供電。由于輸入電壓超過了芯片的工作，為了避免意外，用D10穩(wěn)壓管限定芯片的輸入電壓，否則將出現(xiàn)芯片被損壞的情況。由于輸入電壓的不穩(wěn)定，或者一些其他的外在因素，有時會導致電路出現(xiàn)短路、過壓、欠壓等不利于電路工作的現(xiàn)象發(fā)生，因此，電路必須具有一定的保護功能。此電路具有短路過流、過壓、欠壓三重保護。</p><p>　　反饋電路采用精密穩(wěn)壓源TL431和線性光耦PC81

93、7。利用TL43l可調式精密穩(wěn)壓器構成誤差電壓放大器，再通過線性光耦對輸出進行精確的調整。)采用快速恢復二極管D6、D7整流?；诘蛪骸⒐牡?、大電流的特點，有利于提高電源的效率，其反向恢復時間短，有利于減少高頻噪聲，在大功率的整流電路中，次級整流橋電路存在較大雜散電感，輸出整流管在換流時，由于電路中存在寄生振蕩，整流管會承受較大的尖峰電壓，尖峰電壓的存在提高了對整流二極管的耐壓要求，也將帶來額外的電路損耗。整流橋的寄生振蕩產生于變壓器

94、的漏感(或附加的諧振電感)與變壓器的繞組電容和整流管的結電容之間。</p><p>　　芯片是一種高性能的固定頻率電流型控制器，單端輸出，可直接驅動晶體管和MOSFET，具有管腳數(shù)量少、外圍電路簡單、安裝與調試簡便、性能優(yōu)良、價格低廉等優(yōu)點，在100W以下的開關電源中有很好的應用前景。</p><p><b>　　第5章 結束語</b></p><

95、p>　　我國不斷發(fā)展的電源市場對開關電源控制芯片的需求日益增加，因此本文研究設計了一種電流型PWM控制芯片。并對芯片在開關電源中的應用電路做了詳細的分析，文中所做的工作包括在了解開關電源技術的發(fā)展現(xiàn)狀基礎上，對電路原理進行分析、提出了系統(tǒng)與電路的設計方案。</p><p>　　本文第二章內容為電路分析。首先介紹了PWM工作方式的基本原理，然后分析電路結構，將整體電路劃分為子功能塊，給出功能框圖。</p

96、><p>　　本文第三章內容介紹了控制部分的子電路：欠壓鎖定電路、基準源電路、電壓調節(jié)器、振蕩器電路、電壓誤差放大器、電流比較器、過流保護、數(shù)字邏輯和驅動電路。</p><p>　　本文第四章內容介紹了芯片的外圍電路應用，著重講到了芯片在開關電源保護電路中的應用和芯片電路在單端反激式開關電源中的應用。</p><p>　　隨著VLSI和Soc技術的迅猛發(fā)展，對低功耗和低

97、電源電壓設計提出了更高的要求，在今后的PWM控制芯片的設計中將對此加以充分的關注。由于便攜設備的增多，要求效率更高、集成度更高的電源控制芯片加以配合。把高壓大的功率開關管和低壓控制電路集成到一片單芯片上也將是今后電源控制芯片發(fā)展的一個重要方向。</p><p><b>　　致 謝</b></p><p>　　本文是在馮雪老師諄諄教導和鼓勵下完成的。從論文的選題、開題

98、、中間的學習及撰寫過程中都包含了老師的悉心教導和指導。馮老師務實、認真和對學生從學習、生活等負責的工作態(tài)度及為人師表，給我留下了深刻的印象，也同時鞭撻我，能夠不斷地向馮老師學習和請教。在此，謹向指導老師馮雪表示衷心的感謝和崇高的敬意！</p><p>　　另外還要感謝我的輔導員徐金龍，高媛媛，陳明舉老師和實驗室的雷定雄，方亮，周志等老師給予我的指導和幫助。他們孜孜不倦的工作作風和無私奉獻的精神使我受益匪淺，畢生受

99、用。</p><p>　　還要衷心感謝我的室友陳瑤，董熙，秦雪梅，邱靜，眭照玲，她們給了我很多幫助和關懷，使我工作更輕松，生活更愉快。</p><p><b>　　參考文獻</b></p><p>　　[1]朱正涌.半導體集成電路[M].北京：清華大學出版社，2001</p><p>　　[2]李成章.電源[M].北京：

100、電子工業(yè)出版社.2004</p><p>　　[3]葉慧貞，楊興洲.開關穩(wěn)壓電源[M].北京：國防工業(yè)出版社，2007</p><p>　　[4]慕丕勛，馮桂林.開關穩(wěn)壓電源原理與實用技術：科技出版社，2005</p><p>　　[5]李愛文.現(xiàn)代逆變技術及其應用[M].北京：科學出版社，2006</p><p>　　[6]陳星弼.功率MO

101、SFET與高壓集成電路[M].南京：東南大學出版社，2003</p><p>　　[7]李偉華.VLSI設計基礎[M].西安：電子工業(yè)出版社，2002</p><p>　　[8]王志功，沈永朝.集成電路設計基礎[M]，北京：電子工業(yè)出版社，2004</p><p>　　[9]李靖.中國開關電源市場的分析[J].電工技術雜志，2006</p><p

102、>　　[10]俞阿龍.電流控制PWM開關電源[M].電聲技術，2002</p><p>　　[11]江金光，王耀南.高精度帶隙基準電壓源的實現(xiàn)[N].半導體學報.2004</p><p>　　[12]吳建輝.CMOS模擬集成電路設計與分析[M].北京：科學出版社，2002</p><p>　　[13]PopaC.Superior-ordercurvature-

103、correctionCMOSsmarttemperaturesensor[M].IEEEtransactionsoncircuitandsystems,2001</p><p>　　[14]N.M.NguyenandR.G.Meyer.Start-upandFrequencyStabilityinHigh-FrequencyOscillators[M].IEEEJ.ofSolid-StateCircuitsvol

104、.27,pp.810-820,May1992</p><p>　　[15]P.R.GrayandR.G.Meyer.AnalysisandDesignofAnalogIntergratedCircuits[J].FourthEd.NewYork：Wiley</p><p>　　[16]PhillipE.Ellen.DouglasR.Holberg.CMOSAnalogCircuitDesi